异步电机矢量控制.docx

1、目 录1课题概况11.1课题背景11.2课题意义12文献综述32.1矢量控制技术32.1.1矢量控制技术的发展和现状32.1.2矢量坐标变换42.1.3矢量控制技术的原理72.2电压空间矢量SVPWM 技术102.2.1电压空间矢量SVPWM的基本原理102.2.2电压空间矢量SVPWM的控制算法132.3仿真系统与DSP开发平台152.3.1MATLAB/SIMULINK 简介152.3.2DSP开发平台153开题研究工作的内容163.1课题研究工作的内容163.2研究工作的技术关键173.3课题研究工作的可行性分析173.4课题研究工作的初步计划18参 考 文 献19第 19 页1课题概况

2、1.1课题背景交流感应电动机，又被称为交流异步电动机。它结构简单、制造方便、重量轻、维护方便、而且易被做成高转速、高电压、大电流、大容量的电机，被广泛应用于国民经济和日常生活的各个领域，是使用最广泛的一类电动机。对感应电机的控制技术的研究也逐渐成为了电机控制技术中越来越重要和活跃的分支。在交流电机控制技术中，变频调速是一种典型的、高效的调速方法。交流电机采用变频调速不但能实现无极调速，而且根据负载的特性不同，通过适当调节电压和频率之间的关系，可使电机始终运行在高效性能区，并保证良好的动态特性1。交流变频调速系统在调速时和直流电机变压调速系统相似，机械特性基本上平行上下移动，而转差功率不变，同时

3、交流电机采用变频起动更能显著改善交流电机的起动性能，大幅度降低电机的起动电流，增加起动转矩2。由于各种理想的性能，变频调速在交流电机调速系统中占据了绝对的主导地位。矢量控制技术是变频调速中的一项关键技术。采用参数重构和状态重构的现代矢量控制理论可以实现交流电动机定子电流的励磁分量和转矩分量之间的解耦，这相当于将交流电动机的控制过程等效为直流电动机的控制过程，使交流变频调速系统的动态性能得到了显著的改善和提高 3。当矢量控制技术被人们运用到逆变器及其控制领域时，电压空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）就应运而生了。它不仅可以使电磁转矩脉动降低，电流波形畸变减小，直流电压利用率提高，而且易于数字化的

4、实现4。目前，SVPWM策略已经在电机调速领域被广泛的应用。1.2课题意义为了达到感应电机的转矩数学模型和直流电动机的转矩数学模型结构完全一致的目的，异步电动机矢量控制系统中转子磁链的定向完成了磁通电流和转矩电流的完全解耦。然而矢量控制需要确定转子磁链的具体位置，同时磁链幅值也需要加以控制才可以使电机工作在合理的工作状态下。而磁链直接检测的难度较大，因此电机控制过程中需要用磁链观测器观测磁链或利用电机参数计算出磁链的位置角。这些方法都与电机参数有关，而在电机运行过程中，电机参数会随着环境温度和励磁条件的变化，在一定范围变动，这将严重影响控制系统的动态性能，甚至导致系统不稳定5。因此感应电机矢量

5、控制策略和技术还需要不断的完善。同时，各种脉宽调制方法的研究一直是交流传动界的热门话题，虽然取得了诸多成果，但仍有许多工作可做6。常规SVPWM算法中包含复杂三角函数、反三角函数、无理数以及坐标旋转的运算，对其进行简化可以降低开关损耗，减少计算误差，利于高精度实时控制和数字化实现7。本课题的一个重要意义就是对SVPWM算法进行一系列的简化，让其可以通过简单的四则运算来进行矢量扇区判断和矢量合成作用时间的计算。这样就可以提高电压空间矢量脉宽调制的精度、减少运算时间、降低硬件要求。本课题的另一个重要意义是电机控制器的使用上。众所周知，微控制器不断的向着处理能力更强、运算速度更快、性价比更高的方向发

6、展。如TI公司的32位浮点型DSP芯片TMS320F28335，最高工作频率高达150 MHz；片内内置256 kX16位FLASH，两个34 k16位单口随机存储器；具有12位16通道ADC(AnalogDigitalConverter)，可进行两路独立的A/D转换，每路转换时间可达80 ns；3个32位定时器及马达控制等外部设备8。本课题将对基于TMS320F28335微控制器的电机矢量控制进行研究，相信硬件水平的提高会给控制水平的提高和更先进的控制策略的实现带来便捷。2文献综述2.1矢量控制技术2.1.1矢量控制技术的发展和现状直流电机之所以控制容易且具有良好的调速性能是由自身电机特性决

7、定的。直流电机电磁转矩与电枢电流的关系为：Te=KTmIa (2.1)其中 KT为直流电机的转矩系数；m为磁通； Ia 为电枢电流； Te为直流电机的电磁转矩。其中m只和励磁电流If有关系，说明这是一个完全解耦的公式。则在不考虑磁饱和效应以及电枢反应时，想要控制电机的电磁转矩只要保持磁通m不变，对电枢电流Ia 进行控制。可见直流电动机的控制结构比较简单。对于交流电动机来说，情况就十分复杂了。交流电机的电磁转矩与电枢电流的关系为： Te=KTmIrcos (2.2)其中 Te 为电机的电磁转矩；KT是电机的转矩系数； Ir 为转矩电流；m为气隙有效磁通；为转子回路的功率因数角。可见，交流感应电机

8、的转矩与气隙有效磁通m、转矩电流Ir、转子回路的功率因数cos 三个物理量都有关系。在感应电机中，为了保证转子的闭合导体切割磁力线，转子和旋转磁场间需要有相对运动，感生电流，产生转矩。这样，转子转速永远低于旋转磁场的同步转速，所以气隙有效磁通m 与转矩电流Ir 是既不正交又不相互独立的关系。所以感应电机属于强耦合系统，无法达到直流电机那种完全解耦控制的良好控制特性。矢量控制技术就是为了解决这一问题和诞生的。长期以来，人们一直致力于研究一种新的交流调速控制策略，希望能用类似控制直流电动机的方法来控制交流感应电动机。20 世纪70 年代初期，德国西门子公司的F.Blaschke 等提出的“感应电机

9、磁场定向的控制原理”和美国的P.C.Custman 与A.A.Clark 申请的专利“感应电机定子电压的坐标变换控制”这两项突破性的研究成果奠定了矢量控制的基础911。矢量控制技术对交流传动系统的动态性能的明显改善，无疑成为了交流传动控制理论领域中一个质的飞跃。它使人们看到尽管交流电动机控制复杂，但同样可以实现转矩、磁场独立控制的内在本质11。因此，矢量控制技术在交流调速控制系统中得到了广泛的应用。矢量控制技术是以交流电动机的双轴理论为依据，将三相静止坐标系转换为两相静止坐标系，再将两相静止坐标系转换为同步旋转坐标系，在同步旋转坐标系中把定子电流矢量分解为两个互相垂直的分量，即励磁电流分量和转

10、矩电流分量11。定子电流励磁分量和转矩分量之间的解耦，达到对交流电机定子电流励磁分量和转矩分量分别控制的目的。也就是将三相异步电机等效为直流电动机来控制，获得令人满意的静、动态性能。于是，矢量控制技术的基础是矢量坐标变换，通过坐标变换，建立感应电机在按转子磁场定向的旋转坐标系下的数学模型，从而推导出矢量控制所需的控制方程11。2.1.2矢量坐标变换矢量控制技术的基础是矢量坐标变换。把三相旋转磁场、两相旋转磁场和旋转直流磁场用磁势或电流空间矢量来描述，并对它们进行坐标变换的方法就称为矢量坐标变换11。坐标变换应遵循磁场等效转换的原则，即在不同坐标系下电流所产生的旋转磁场等效、坐标变换前后两个系统

11、的电动机功率不变的原则。2-1a 三相交流绕组 2-1b 两相交流绕组 2-1c 旋转直流绕组如图2-1a所示，在交流电机三相对称的静止绕组 A 、B 、C各自相差120，当通入三相时间互差120的正弦电流时，所产生的合成磁动势是旋转磁动势F，它在空间呈正弦分布，以同步转速e（即电流的角频率）顺着 A-B-C 的相序旋转。而在图2-1b中可以看出，若存在两相固定绕组、 ，它们在空间上相差90，两相平衡的交流电流i 、i 在相位上相差90，对两项绕组通入两相电流后，其合成旋转磁动势F 具有和三相旋转磁场完全相同的特点。若两个相互垂直的绕组MT，在T绕组中通以直流电流iT，在M组中通以直流电流iM

12、，并将此MT坐标系以同样的角速度旋转起来，则MT两相旋转绕组合成磁通势F也是一个旋转磁场2。当图2-1a 和图2-1b 的两个旋转磁动势大小和转速都相等时，即认为图2.1b 的两相绕组与图2.1a 的三相绕组等效。如图2.1c所示，iM则相当于直流电动机的励磁电流分量，由它来产生电机的磁场；而与磁场相垂直的分量iT相当于直流电机的电枢电流即转矩电流分量。调节iM即可调节磁场的强弱，调节iT即可在磁场恒定的情况下调节转矩的大小12。调节图2.1c的旋转磁动势大小和转速，使其与图 2-1a 和图2-1b中的磁动势一样，那么旋转直流绕组也就和前两种交流绕组都等效了。如果用上述三种方法产生的旋转磁场完

13、全相同（磁极对数相同，磁感应强度相同，转速相同），则认为这时的三相旋转磁场、两相旋转磁场、旋转直流磁场系统是等效的。因此，这三种旋转磁场之间可以相互进行等效转换11。同时，对于图2-1c的 M、T 两个绕组而言，从在普通坐标系角度去观察，它们是与三相交流绕组等效的旋转直流绕组；如果从旋转的转子铁心为参考系，它们就的确是一个直流电机模型了。这样，通过坐标系的变换就建立与交流三相绕组等效的直流电机模型。把三相坐标向两相静止坐标的变换称为Clarke 变换，又称3/2 变换；把两相静止坐标向三相坐标的变换称为Clarke 逆变换，也称2/3 变换；把两相静止坐标向两相旋转坐标的变换称为Park 变换

14、，或称交/直变换；把两相旋转坐标向两相静止坐标的变换称为Park 逆变换，或称直/交变换10。Clarke 变换和Park 变换的坐标变换图如图2-2所示。图2-2 Clarke 变换和Park 变换的坐标变换图图2-2a中绘出了 A、B、C 和a、 两个坐标系，为方便起见，取A 轴和a 轴重合。设三相绕组每相有效匝数为N3，两相绕组每相有效匝数为N2，各相磁动势为有效匝数与电流的乘积，其空间矢量均位于各有关相的坐标轴上。考虑坐标变换功率不变的原则，设磁动势波形是正弦分布的，当三相总磁动势与二相总磁动势相等时，两磁场合成磁势分别在两个坐标轴上的投影应该相等2。所以有公式（2.3）：(2.3)i

15、a=N3N2 iA cos 0+iB cos120+ iC cos-120 =N2N3 iA-12 iB-12iC i=N3N2 iAsin0 +iB sin120+ iC sin-120 =N2N3 0+32 iB-32 iC 转化为矩阵形式为公式（2.4）：(2.4)iai=N3N21-12-12032-32iAiB iC其中N2、N3分别表示两相电机和三相电机的定子或转子每相绕组的有效匝数。根据功率不变的原则求的：N3/N2=2/3 ，得到Clark变换公式为：(2.5)iai=23 1-12-12032-32iAiB iCClark逆变换公式为：(2.6)iAiB iC=23 10-1

16、232-12-32iai如果电机三相定子绕组是Y形不带零线接法，即iA +iB + iC=0，则也可以由任意两相电流得到ia、i，这时的变换公式只需将其代入公式（2.5）以及公式（2.6）式即可2。图 2.2（b）为电流矢量i 在O 坐标系和OMT 旋转坐标系的投影，表示i 与M 轴的夹角，表示M 轴与 轴的夹角。MT 坐标系以s 的速度不断旋转，故 随时间不断变化，而 = sd t +0，0是初始角14。把各个分量向 轴、轴投影，得到：(2.7)ia=iMcos-iTsini=iMsin+iTcos转化为矩阵形式为得到Park变换公式：(2.8)iai=cos-sinsincosiMiTPa

17、rk逆变换公式为：(2.9)iMiT=cossin-sincosiai基于上面表述，在三相坐标系下的定子交流电流iA、iB、iC，通过Clark变换，可以等效成两相静止坐标（a-）下的交流电流ia、i；再通过按转子磁场定向的旋转变换，可以等效成同步旋转坐标系（M-T）下的直流电流i M 、i T 。在这种情况下，若以转子铁心为参考系去观察则会发现此时的电机模型已经变成直流电动机模型。原交流电机的转子总磁通 就是等效的直流电机的磁通，M（Magnetization）绕组相当于电机的励磁绕组，iM 相当于励磁电流，T(Torque)轴相当于伪静止的电枢绕组，iT 相当于与转矩成正比的电枢电流141

18、7。2.1.3矢量控制技术的原理交流异步电机的数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，为了便于对电机进行分析研究，有必要对实际电机进行如下假设，抽象出理想化的电机模型10 1314：（1）忽略空间谐波，三相绕组结构相同，在空间互差120电角度，并且所产生的磁动势沿气隙周围呈正弦规律分布；（2）磁路饱和忽略不计，各绕组的互感和自感都是恒定的；（3）铁心损耗忽略不计；（4）频率变化和温度变化对绕组电阻的影响忽略不计。在上述假设条件下，感应电机的数学模型经过Clark变换和Park变换后，在同步旋转坐标系下的模型可以描述为下面三个方程式11 1415：usMusTurMurT=Rs+pLss

19、LspLmLm -sLs Rs+pLs-LmpLm pLmsLmRr+pLrLr -sLmpLm-LrRr+pLrisMisTirMirT(2.10)(2.11)sMsTrMrT=Ls0Lm0 0 Ls0Lm Lm0Lr0 0Lm0LrisMisTirMirT(2.12)Te=PnLm(isTirM-isMirT)在这些表达式中，usM、usT、isM、isT、sM、sT为交流电机在两相旋转坐标系中的定子电压、电流和磁通；urM、urT、irM、irT、rM、rT为两相旋转坐标系中的电机转子电压、电流和磁通 ；Lm为电机两相绕组互感；Ls、Lr交流电机定子、转子电感；Pn交流电机磁极对数；为转

20、差频率，即=s-r。由于M 轴取与全磁链矢量r轴重合的轴，T轴垂直于M 轴，从而使r 在T轴上的分量为零，此时，r惟一由M 轴绕组中电流所产生，可知定子电流矢量is在M 轴上的分量ism是纯励磁电流分量；在T轴上的分量isT 是纯转矩电流分量。于是，r在M T 轴系上的分量可用方程表示为：(2.13)rm=r=LmisM+LrirM(2.14)rT=0=LmisT+LrirT考虑到笼型异步电机转子绕组呈短路状况，故urM=urT=0，将此式与公式（2.13）、公式（2.14）一同代入公式（2.10）得到矢量控制的基本方程为：(2.15)r=LmTrp+1isM(2.16)Te=PnLmLrri

21、sTiST=- LrLmirT= TrLmr(2.17)其中，Tr=LrRr为转子电路的时间常数。公式（2.15）表示，转子磁链r仅仅由定子电流矢量励磁电流分量isM产生，而与定子电流转矩电流分量isT无关，所以 isM被称为定子电流励磁分量。从该公式还可以看出，r与isM之间的传递函数是一阶惯性环节，即：当励磁分量isM变化时，r要受到励磁惯性的阻挠，这和直流电机励磁绕组惯性作用是一致的。r的稳定值由isM唯一决定18。公式（2.15）、（2.16）表示，由于isM不变时，r保持不变，所以当r恒定，Te由isT决定，故称isT为定子电流的转矩分量。公式（2.17）表示，当r不变时，无论是稳态

22、还是动态过程，转差角频率都与异步电动机的转矩电流分量isT成正比。综上所述，通过矢量变换进行了转子磁链和电磁转矩的解耦，将交流电动机的控制模型转化为直流电动机。图2-3表示了基于速度传感器矢量控制的基本结构1920。图2-3 基于速度传感器矢量控制的基本结构2.2电压空间矢量SVPWM 技术 感应电机变频调速采用SPWM 技术获得正弦的三相电压波形的过程中，存在很多的不足。其中最主要一点是电源利用率较低，大约只有86%21。另外，虽然SPWM生成的定子三相绕组电压按照等面积法则满足正弦对称条件，但是由于逆变器电压实际上仍然是脉冲电压，以致于三相绕组中电流谐波分量太多。从感应电机工作原理的角度讲

23、，感应电机输入三相正弦电压的目的是在空间产生圆形的旋转磁场。空间矢量调制技术以三相对称正弦电压产生的圆形磁链为基准，通过逆变器开关状态的选择来产生PWM 波形，这样得到实际磁链近似于圆形磁链，达到了为感应电机供电的目的，而且可以较好地改善电源的利用率22 23。对于逆变器自身来说，功率器件的开关导通状态是有限的，因此根据功率器件导通状态确定的空间矢量位置也是有限的。空间矢量调制就是根据确定位置的有限个导通状态的不同组合作用来产生满足任意位置和一定幅值范围需要的空间矢量的过程。也就是，在整个PWM 周期内改变各相导通时间的分配来形成所需的任意空间矢量24。2.2.1电压空间矢量SVPWM的基本原

24、理SVPWM的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到25。两个矢量的作用时间可以一次施加，也可以在一个采样周期内分多次施加，这样通过控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，就可以使逆变器输出近似正弦波电压25-27。在异步电机矢量控制系统中，通常采用三相电压型逆变器为电动机提供经过调制的PWM电压，其工作结构图如图2-4所示。三相电压型逆变器的被一个桥壁上、下各有一个开关器件，共由六个功率开关器件组成(任意

25、时刻，开关状态必须是3个开通、3个关断；同一桥壁上的两个开关不能同时导通，而是由互补的驱动信号控制)。从图2-4可以看出，通过控制逆变器桥上6个功率开关的状态就可以改变交流异步电机上相应的相电压和相电流28。图 2-4 三相电压型逆变器电路V1V6 是6 个晶体开关管，a 、b 、c 分别代表3 个桥臂的开关状态。由于上下桥臂开关状态必须相反，设定当上桥臂开关管状态“开”状态时开关状态为1，否则为0。则各晶体开关管一共有八种组合状态，如表2-1所示29：表2-1 八种组合状态状态U0U1U2U3U4U5U6U7c00001111b00111001a01100011表2-1的八种组合状态分别对应

26、八个基本电压空间矢量，分别记为U0、U1、U2、U3、U4、U5、U6、U7 ，其中U0和U7 开关模式使逆变器输出电压为零，所以称这两种开关模式为零状态，故也称U0和U7为零矢量。(2.18)三相逆变器输出的相电压矢量UA UB UCT与逆变开关状态矢量a b cT 的关系为30：UAUBUC=13UDC2-1-1-12-1-1-12abc公式（2.18）中，UDC 为直流供电电压。利用公式(2.5)的变换关系，可将三相ABC坐标系中的相电压转换到O平面直角坐标系中去。于是得到逆变器开关状态与相电压在O坐标系的分量U UT的对应关系式28-31：UU=23UDC1-12-12032-32ab

27、c(2.19)图2-5给出了八个基本电压空间矢量和六个扇区的位置。其中每个区域都有一个扇区号（如图中的），非零矢量的幅值相同(模长为2UDC/3)，相邻的矢量间隔60，而两个零矢量幅值为零，位于中心。在图2-5中，如果单独输出基本电压空间矢量U2，定子磁链矢量的终端将从A到B沿着平行于U2的方向移动。当移动到B 点时，如果改变基本电压空间矢量为U3输出，电动机的定子磁链矢量的终端从B到C沿平行于U3的方向移动。这样下去，当全部六个非零基本电压空间矢量分别依次单独输出后，定子磁链矢量 终端的运动轨迹是一个正六边形，如图2-5 所示，不是圆形磁场，所以我们就要让正六边形变成正N 边形，而N的次数越

28、大，就越接近于圆。这样就需要有更多的基本电压矢量，即更多的逆变器开关状态32。但是由于逆变器的开关数目是固定的，所以可以利用六个非零的基本电压空间矢量的线形时间组合来得到更多的开关状态5 11 14。也可以理解为用现有的电压矢量去合成需要的目标电压矢量。图2-5 SVPWM 基本电压空间矢量和扇区分布、电压矢量合成示意图 在每一个扇区，选择相邻的两个电压矢量以及零矢量，按照伏秒平衡的原则来合成每个扇区内的任意电压矢量，即：(2.20)UrefT=UT+UT+U0T0其中，Uref为期望电压矢量；T为采样周期；T 、T、To分别为对应两个零电压矢量U、U和零电压矢量U0在一个采样周期的作用时间；

29、其中U0包括了U0和U7两个零矢量14。图2-5同时显示了扇区I内任意矢量Uref的合成33-34。2.2.2电压空间矢量SVPWM的控制算法一般来说，SVPWM的控制算法分为三个步骤，即三相电压区间分配、相邻两基本电压矢量作用的时间的计算；和矢量合成的最佳序列选择。电压区间分配即为目标矢量所在扇区的确定，直接影响到基本电压矢量的选择；矢量合成序列选择的不同则关系到开关损耗和谐波分量。所以，首先需要知道目标电压矢量Uref所在的扇区位置。 1. 矢量Uref所在扇区号的确定根据给定电压空间矢量在空间三相坐标系的投影的正负可以判断该电压空间矢量位于哪个扇区14。假定合成的电压矢量落在第1扇区，可

30、知其等价条件如下27：(2.21) 0tan-1UU0，U0且UU0且U3U；Uref位于第扇区的充要条件为：U0且-UU3；Uref位于第扇区的充要条件为：U0，U0且UU0且-U3U；Uref位于第扇区的充要条件为：U0，U0且-UU3；若进一步分析以上的条件，有可看出参考电压矢量Uref所在的扇区完全由，U，3U-U，-3U-U三式的正负关系来决定，这样令B0、B1、B2：(2.22)B0=UB1=3U-UB2=-3U-U再代入公式Nz= sign（B0）+ 2 sign（B1）+ 4 sign （B2），计算出Nz，根据Nz的值查表2.2，确定目标矢量所在的扇区34-38。表2.2 N

31、z值与Uref所在扇区的对应关系Nz315462扇区号N0123452. 相邻两基本电压矢量作用的时间的计算根据公式（2.20）将所在扇区的基本电压矢量向X轴、Y轴投影求解可得出T 、T、To这几个基本时间。再引入通用变量X，Y，Z 来计算时间T 、T、To(2.23)X=3UDCUTY=32U+32UUDCTZ=-32U+32UUDCT根据前面确定的扇区标号N，可得到空间矢量所处的扇区与两个边界矢量T 、T作用时间的关系，如表2.3所示34-38：表2.3 扇区编号与计算时间的关系扇区NzTZY-Z-XX-YTY -XXZ-Y-Z3. 矢量切换点时间的计算设各扇区内的三个切换点分别为令T1、

32、T2、T3：(2.24)T1=T-T-T/4T2=T+T-T/4T3=T+T+T/4这样，可以确定实际控制所需要的三相PWM波的占空比Ta、Tb、Tc，如表2.4 所示34-38:表2.4 各扇区矢量切换点时间扇区NzTaT2T1T1T3T3T2TbT1 T3T2T2T1T3Tc,T3T2T3T1T2T12.3仿真系统与DSP开发平台2.3.1MATLAB/SIMULINK 简介 为了分析和改进交流调速系统的性能，一种有效而又经济的手段是对各主要功能单元以及进而对整个系统进行建模与仿真，以便在给定初始条件和各种负荷特性以及典型输入控制信号作用下，分析系统各组成部分的性能以及整个调速系统的瞬态和

33、稳态性能。此外，通过仿真还可以完善控制策略和选择控制器参数，使整个控制系统运行在最佳工况。交流调速系统的仿真步骤与其它控制系统数字仿真一样，包括建立系统的数学模型，将数学模型通过一定的算法转化为仿真模型，编制仿真程序，进行仿真实验和输出仿真结果等39-41。MATLAB 软件是一种以矩阵为基础的交互式程序设计语言，早期的功能主要是用于解决科学和工程的复杂数学计算问题。由于其使用方便、运算高效并且具有绘图功能，因此在科技界得到了广泛的应用39-41。2.3.2DSP开发平台本课题所用DSP芯片TMS320F28335，作为TI公司的新一代DSP产品，它整合了高性能的DSP内核、内部Flash存储

34、器、高精确度模拟外设、数字控制及通讯外设等。它特别适用于交流电机调速，其主要功能模块如下42-43：l、Flash内存TMS320F28335提供了256K的16位内存，允许分区改动而不清掉整个Flash内存，此外可以采用密码保护程序代码，以保护用户的程序。2、增强的外设控制TMS320F28335提供了增强的ePWM外设，能够实现6对共12路PWM输出，具有可编程的死区控制模块。并具有增强型捕获单元eCAP外设和增强型正交编码脉冲eQEP外设。3、A/D转换器具有16路12位模数转换模块，最快转换时间80ns。4、串行通信接口可编程的波特率设置，可编程的数据长度设置，半双工或全双工操作，独立

35、的接收/发送中断和独立的接收/发送中断使能位。5、CAN模块具有完整的CAN控制器，符合CAN20规范。具有32位可编程邮箱，1-8位可编程数据长度，具有数字回路自测试模式，可编程的通讯速率和可编程的中断控制。除了以上的基本功能模块充分满足本系统设计的要求外，它还是32位的高性能CPU，具有浮点计算能力，运算速度快，主频能够达到150MHz，同时具有多样的指令集，内部操作灵活，运行速度快，具有改进的并行结构，使得它成为很多信号处理及控制应用的理想选择42。参 考 文 献1 贺益康，许大中电机控制（第三版）M杭州:浙江大学出版社,2010.05,3-72 廖文建异步电机无速度传感器矢量控制系统的

36、研究D哈尔滨理工大学，20103 钱欣异步电动机变频调速控制策略的研究D合肥工业大学，20084 荆建立两相SVPWM原理及经典两相SVPWM算法J电机技术，2008，4，8-10.5 杨凌志基于DSP的感应电机无速度传感器矢量控制系统的研究D太原理工大学,20046 陈伯时电力拖动自动控制系统(第二版) M北京：机械工业出版社，19927 郑伟SVPWM算法优化及其FPGA/CPLD实现D广东工业大学，20098 TMS320F28335，TMS320F28334，TMS320F28332 Digital signal controllers (DSCs)data manualTexas I

37、nstruments，2007：11129 陈怀琛，吴人正，高两全MATLAB及在电子信息课程中的应用(第二版) M北京：电子业出版社，2003，95-330 710 Felix Blaschke, Siemens Aktiengesellschaft. METHOD FOR CONTROLLING ASYNCHRONOUS MACHINES: U.S., Patent number:382443711 李广涛基于TMS320F2812的交流感应电机无速度传感器矢量控制系统D南京航空航天大学,200912 王晓明,王玲电动机的DSP 控制M北京:北京航空航天大学出版社,2004:74167.1

38、3 马小亮大功率交变频调速及矢量控制技术M第3版北京：机械工业出版社，2004：65-6914 张志林基于DSP 的异步电动机无速度传感器矢量控制系统的研究D.南京航空航天大学,2007.15 徐中领基于DSP 交流异步电动机无速度传感器矢量控制系统的研究D.南京航空航天大学,2007.16 Benderradji.H, Makouf.A, Chrifi-Alaoui.L. Field-oriented Control using Sliding Mode Linearization Technique for Induction Motor. Control & Automation (ME

39、D), 2010 18th Mediterranean Conference on. pp1133-1138.201017 Girovsky Peter,Timko Jaroslav, Zilkova Jaroslava, Fedak Viliam. Neural estimators for shaft sensorless FOC control of induction motor. Power Electronics and Motion Control Conference (EPE/PEMC), 2010 14th International，201018 沈浙，乔呜忠SVPWM异

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